半橋串聯型大功率DC60V車載直流電源研究
2017-6-15 9:28:33??????點擊：
引言
目前，工礦企業的電力機車多采用1500V直流電源供電，該直流電源無法直接應用于電力機車的控制設備上。新型電力機車中大多采用高頻直流開關直流電源為電力機車其他設備供電，多采用不對稱式半橋直流電源電路為其主直流電源電路拓撲。雖然半橋變換器可以實現功率管的軟開關，但存在著中點點位不平衡、對功率管耐壓要求較高、在重載條件下開關損耗嚴重等問題。
在網文《PWM整流器及其控制》提出了基于反激式的雙向直流電源電流源高頻鏈直流電源DC/ A C 功率變換器的拓撲結構。該結構器件少、動態響應好，能夠有效控制功率流的流動，具有更高的運行可靠性。基于反激式的雙向直流電源電流源直流電源電路受到功率管耐壓值限制，僅適用于小容量場合。
本文綜合考慮半橋直流電源電路與反激式直流電源電路的特點，設計了新型的串聯式半橋直流電源電路。這種直流電源電路結構不僅降低了對開關管的耐壓要求，提高了變壓器的效率，也增強了直流電源電路的抗不平衡能力。
同時，本文提出并設計了帶中點電位平衡因子的PW M死區時間控制器與IGBT軟開關直流電源電路相結合的設計方法，有效解決了中點電位不平衡問題，同時降低了 IGBT的開關損耗。
1 直流電源系統組成
來自網端的直流電源DC1 500V 經過電解電容濾波后，接人直流電源DC 6。V 車載電源的輸人端，通過串聯式半橋直流電源電路進行直流電源電壓轉換后，由變壓器二次側的整流直流電源電路輸出，為電力機車的控制電源柜提供直流電源DC60V電源。車載電源控制直流電源系統結構圖如圖1所示。
2 主直流電源電路設計
本設計采用半橋直流電源電路作為直流電源DC/ AC變換器的主直流電源電路，相對于不對稱半橋直流電源電路，串聯式半橋直流電源電路開關管所承受的直流電源電壓僅為不對稱半橋直流電源電路開關管的一半。D C /A C主直流電源電路如圖）所示。主直流電源電路由雙半橋直流電源電路串聯而成。以上半橋為例LS1、CS1組成上半橋諧振直流電源電路，TA1 為直流電源電流互感器，4!。、VD1、C13構成RCD吸收直流電源電路。
圖2 中，上、下兩個半橋直流電源電路共用一個變壓器，并能夠工作在正、反方向，提高了變壓器的工作效率。在變壓器能量轉換時，中點電位參與了能量的傳輸。由于開關器件本身的特性不一致，造成了中點電位偏移，因此會造成兩個電容直流電源電壓分布不均勻問題，即中點電位不平衡問題。本設計采用的串聯型主直流電源電路的上、下兩個半橋工作時序一致，且共用一個變壓器，上、下半橋的能量流最終被變壓器同時轉換，使得上、下半橋的中點電位在能量轉換的過程中被平均化，從而使得串聯型半橋直流電源電路具有一^定的抗不平衡能力。
3 軟開關控制策略
在本設計中，IGBT的驅動頻率為20kHz，在高頻驅動信號的作用下，傳統的半橋直流電源電路硬開關技術會導致開關損耗增大，特別是在重載條件下，IGBT的開關損耗嚴重，直接影響了輸出波形的質量;使用軟開關可以降低開關損耗和線路電磁干擾。軟開關是依靠變壓器漏感實現的，在輕載條件下，軟開關的條件難以滿足。
綜合考慮中點電位不平衡和重載條件下的開關損耗問題，提出了 PWM死區控制器與軟開關直流電源電路相結合的新型軟開關控制策略。上橋臂使用PWM死區控制器實現軟開關，下橋臂使用輔助直流電源電路實現軟開關，將中點電位不平衡因子引人PWM死區控制器，在抑制中點電位不平衡問題的同時，實現上橋臂的PWM軟開關控制。
3 . 1 下橋臂輔助網絡軟開關直流電源電路設計
由LS1、CS1、開關管和變壓器一次側漏感構成、開關管和變壓器一次側漏感構成下橋臂軟開關輔助直流電源電路。為了保證VT2 的零直流電源電壓開通，需要保證在死區時間內，C1b中存儲電荷能夠通過諧振被漏感LS1耗盡，C1a完全充電，即
式中：
iT— 通過V T 1的直流電源電流；
Uin— 通過V T 1的直流電源電流；
CTR— 通過V T 1的直流電源電流；
只有滿足式（1 ) 的條件，才能保證下橋臂的零直流電源電壓開通。LS1的取值應需要滿足諧振條件:
重點考慮在重載條件下的開關損耗問題，在驅動信號頻率為20kHz的條件下，選取CS1=3μF，諧振周期為1 / 4 開通時間，由式（1 ) 、式(2)可計算得到LS1的理論取值約為21. 1μH。
3 . 2 帶PWM死區控制器的上橋臂軟開關設計
已知下橋臂的軟開關為硬件軟開關，設置下橋臂的開關時間為DT/ 2 ，D為占空比，Ts為死區時間，T為控制周期。上橋臂采用PWM軟開關設計，其開關時間為（DT - Ts) /2。上橋臂PWM軟開關控制策略如圖3 所示。
通過設置死區時間Ts，即可實現上橋臂的PWM 軟開關作用。以上半橋直流電源電路為例，在上、下開關管同時關斷的死區時間Ts內，可知VT2管兩端直流電源電壓近似為電容C1b上直流電源電壓C1b= Uin2D/(1 +2D ) 。其開通損耗可由IGBT極間電容Cs計算得到，開通損耗近似為
由上述可知，占空比越小，則C1b兩端的直流電源電壓也就越低，上開關管開關損耗也會相應減小，通過合理設計死區時間，即可有效減小下橋臂的開通損耗，也降低了下橋臂輔助網絡式軟開關的實現條件。
3.3 PWM死區時間控制器
為了抑制中點電位不平衡問題，需要對PWM控制器進行改進。控制優化的基本思想為通過高壓檢測直流電源電路檢測A、B、C 3 點的直流電源電壓，引人中點電位調節因子的概念，通過中點電位調節因子對PWM 死區時間進行計算，進而對4 路PWM 進行輸出控制。
以上橋臂VT1 和VT2為例，VT1 和VT2 的觸發信號是兩路中心對齊的PWM 波，兩者之間的死區時間可調。調節VT1 的驅動信號占空比，即可調節VT1 的輸出時間。在直流電源電路平衡情況下，VT1 與VT2 間的電位為零。當VT1 的導通時間變長時，電容C1b兩端的直流電源電壓增大，就可以通過減小VT1 的導通時間來調節。同時，死區時間還決定了下橋臂P a M 軟開關的實現:
在滿足PWM 軟開關控制策略死區時間的前提下，使用中點電位調節因子對死區時間進行修正，從而抑制中點電位不平衡現象。
通過將軟開關控制器與PWM 死區時間控制綜合設計，使得PWM 死區時間控制器能夠在抑制中點電位不平衡現象的同時，完成下橋臂的軟開關控制，簡化了主直流電源電路，提高了直流電源系統的可控性。
3.4 dsPIC控制直流電源電路
采用dsPIC30f4 0 1 1 作為直流電源系統主控制器，用以實現提出的控制策略。控制直流電源電路結構圖如圖4所示。
為了提高控制器的可靠性，采用LM2940 為dsPIC單獨供電，并采用TLP521 與PC817 搭建隔離直流電源電路，確保dsPIC工作穩定。
3 . 5 高壓電位檢測直流電源電路
PWM死區時間控制器需要實時監測檢測A、B、C 點直流電源電壓，以計算死區時間，故為直流電源系統設計了高壓檢測模塊，對C1a?C2b進行端直流電源電壓檢測。
高壓檢測模塊如圖5 所示。該模塊由HCNR201 線性光耦和LM2904 搭建，LM2904的反饋通路能夠抵消直通通路的非線性，能夠實現線性隔離并提高采樣精度。
4 樣機與試驗結果分析
為驗證所設計的電源的可靠性，搭迮了一臺試 驗樣機。該樣機技術參數:額定電m為1500 v，輸 人電壓波動范圍為1 250 ~2 (X)0 V,額定輸出電壓 為60 V，額定功率為300 W。該機主電路元件參 數Q =Cs2 =3 W，1GBT 模塊咽號為 SKM75GB176D。 IX: 60 V電源樣機實物如圖6所示。
示波器對IGBT的GE 端信號采樣，如圖7 所示。由圖7 可見，IGBT被有效觸發，IGBT極間電容對波形影響較小。
試驗中，帶輕負載時（等效電阻R= 13Ω）和帶重負載時（等效電阻R= 3Ω），變壓器二次側輸出直流電源電壓波形分別如圖8 、圖9 所示。
由圖8 、圖9 可知，在不同負載條件下，二次側輸出直流電源電壓波形均較穩定。在不同負載條件下測得的數據如表1 所示。
由表1 可知，隨著負載的加重，輸入直流電源電壓呈現下降趨勢，而輸出直流電源電壓基本穩定在60 V 不變;輸出直流電源電流則呈現相反的結果，隨著負載的加重，輸出直流電源電流呈現上升趨勢。經長時間的帶負載運行測試，二次側直流電源電壓波形穩定，能夠滿足不同負載的功率需求。在不同負載條件下，內部分高壓一能夠始終保持在內部分高壓二的約2 倍，內部分高壓三也能夠始終保持在內部分高壓四的約2 倍，兩個半橋的中點電位均沒有發生明顯偏移。試驗表明，本文提出的帶中點電位調節因子的PWM死區時間控制器，能夠有效地解決中點電位不平衡問題。
5 結語
本文針對電力機車車載直流電源高直流電源電壓輸入、大功率輸出的特點，提出并設計了新型的串聯式半橋直流電源電路拓撲，有效地降低了高壓直流電源電路對開關管的耐壓要求，提高了變壓器的效率，增強了直流電源電路的抗不平衡能力。并在此基礎之上，提出了中點電位調節因子的概念，結合上橋臂軟開關控制器，設計了 PWM死區時間控制器，解決了開關管開關時間不同步的問題。最后制作了大功率試驗樣機1 臺，驗證了本文設計的車載電源控制直流電源系統的可行性。
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