隔離式直流穩(wěn)壓電源的補(bǔ)償功能如何實(shí)現(xiàn)呢？
2018-6-4 15:25:49??????點(diǎn)擊：
如果您曾設(shè)計(jì)過隔離式直流穩(wěn)壓電源，那么您可能已經(jīng)意識(shí)到補(bǔ)償隔離式直流穩(wěn)壓電源比補(bǔ)償非隔離式直流穩(wěn)壓電源更復(fù)雜。包含TL431與光耦合器的隔離式直流穩(wěn)壓電源很復(fù)雜，因?yàn)檫@種電源的電路中有兩個(gè)反饋環(huán)路。在TL431反饋網(wǎng)絡(luò)中組件值的效果并不明顯，但如果您了解傳遞函數(shù)背后的基本方程，您就能快速補(bǔ)償隔離式直流穩(wěn)壓電源。
雖然許多論文已談及這個(gè)話題，但沒有多少資源簡(jiǎn)要說明過您該如何選擇電阻器和電容器值來形成補(bǔ)償和總環(huán)路響應(yīng)。簡(jiǎn)單的解決之道是借助齊納鉗位電路消除內(nèi)部環(huán)路。然而，這卻不必要地增加了組件數(shù)量。稍稍了解一下基本方程，在TL431周圍選擇補(bǔ)償值就能像補(bǔ)償降壓電路一樣易如反掌。
圖1展示了反饋系統(tǒng)。內(nèi)部反饋環(huán)路是由上拉電阻器(R1)形成的。該環(huán)路通常被稱為快速環(huán)路，因?yàn)檩敵鲋械娜魏挝_均可立即影響該路徑中的光耦合器電流。外部環(huán)路是通過電阻器分壓器和TL431補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)的返回路徑。這是速度較慢的環(huán)路，因?yàn)樵摥h(huán)路中的補(bǔ)償組件會(huì)影響輸出電壓的響應(yīng)。
圖1：這種常見的TL431電路包含兩個(gè)反饋路徑。
首先，讓我們考慮一下簡(jiǎn)單的積分電路是什么樣子。要實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)，我們只需在自己的電路中將R4設(shè)置成零歐姆。所得的傳遞函數(shù)和增益坐標(biāo)圖(從“輸出電壓”到“反饋”)如圖2所示。有趣的是，我們有一個(gè)DC極點(diǎn)和一個(gè)由R3和C1形成的零點(diǎn)。由于內(nèi)部環(huán)路的存在，零點(diǎn)有些反直觀。頻率高于這個(gè)零點(diǎn)時(shí)，增益只等于兩個(gè)電阻器(R6和R1)的比乘以光電耦合器的電流傳輸比(CTR)。頻率在10kHz以上時(shí)，光電耦合器帶寬會(huì)產(chǎn)生了一個(gè)可限制增益的極點(diǎn)。
圖2：在TL431周圍集成電容器會(huì)產(chǎn)生一個(gè)零點(diǎn)
請(qǐng)注意，無法通過在TL431周圍改變組件值把增益帶出電路。這種限制在具有低輸出電壓的電源中(功率級(jí)增益往往很高)會(huì)成為一個(gè)問題。我們可以改變R6和R1的比來減小增益，但這些電阻通常由光耦合器所需的電流量來決定。如果設(shè)備中增益太大，通過添加與R6并聯(lián)的電容器和電阻器最容易減小增益。這就形成了一個(gè)極點(diǎn) — 零點(diǎn)對(duì)，該極點(diǎn) — 零點(diǎn)的頻率必須設(shè)置得遠(yuǎn)低于整個(gè)環(huán)路的交叉頻率。
現(xiàn)在，當(dāng)我們?cè)O(shè)置R4時(shí)會(huì)發(fā)生什么?所得的增益和傳遞函數(shù)如圖3所示。增益坐標(biāo)圖的總體形狀是不變的，但R4的值可影響零點(diǎn)的位置。此外，頻率高于零點(diǎn)頻率時(shí)，R4還會(huì)影響增益。該增益按(R3 + R4)/R3這一比例增加。這就為我們提供了向環(huán)路添加中頻帶增益的方法(如果需要的話)。
圖3：添加一個(gè)電阻器會(huì)增加中頻帶增益
作為一個(gè)實(shí)際的例子，請(qǐng)考慮一下具有220uF輸出電容器的電流模式12V/12W反激式電路，其中設(shè)備具有最大負(fù)載時(shí)的增益和相位特點(diǎn)(圖4)。該坐標(biāo)圖對(duì)應(yīng)的是從反饋節(jié)點(diǎn)到電源輸出端的傳遞函數(shù)。在這個(gè)系統(tǒng)中，我們所用光耦合器的CTR大約為1，而R1和R6均為1kΩ。因此，用算式CTR*(R6/R1)計(jì)算出的有效增益為0dB，而且在這個(gè)例子中，這些參數(shù)對(duì)補(bǔ)償增益沒有影響。
圖4：待補(bǔ)償?shù)脑O(shè)備
我希望增加中頻帶增益，這樣我們就能穿過頻率接近5kHz的環(huán)路。這可以拓寬我們的帶寬，還能保證交叉頻率遠(yuǎn)低于極點(diǎn)(由光耦合器產(chǎn)生)頻率。我們用10Ω的電阻器作為我們反饋分頻器中的R3。用(R4+R3)/R3這一比值可增加大約16dB的增益，意味著我們應(yīng)該將R4的值大約設(shè)置成50Ω。最后，當(dāng)頻率為60Hz時(shí)我們要選擇C1來設(shè)置零點(diǎn)，以便取消功率級(jí)的極點(diǎn)。使用圖3中的方程，C1大概應(yīng)是0.047uF。所得補(bǔ)償環(huán)路如圖5所示。我們正在穿過頻率為4kHz、相位裕度幾乎為80度的環(huán)路。當(dāng)頻率在20kHz以上時(shí)，您可以看到光耦合器極點(diǎn)在發(fā)揮奇效，開始影響增益和相位。
圖5：被補(bǔ)償?shù)沫h(huán)路
總之，在TL431反饋網(wǎng)絡(luò)中組件值的效果并不明顯。但如果您理解了傳遞函數(shù)背后的基本方程，您就能快速補(bǔ)償隔離式直流穩(wěn)壓電源。通過一些實(shí)踐，它可以變得像補(bǔ)償簡(jiǎn)單降壓電路一樣輕而易舉。
雖然許多論文已談及這個(gè)話題，但沒有多少資源簡(jiǎn)要說明過您該如何選擇電阻器和電容器值來形成補(bǔ)償和總環(huán)路響應(yīng)。簡(jiǎn)單的解決之道是借助齊納鉗位電路消除內(nèi)部環(huán)路。然而，這卻不必要地增加了組件數(shù)量。稍稍了解一下基本方程，在TL431周圍選擇補(bǔ)償值就能像補(bǔ)償降壓電路一樣易如反掌。
圖1展示了反饋系統(tǒng)。內(nèi)部反饋環(huán)路是由上拉電阻器(R1)形成的。該環(huán)路通常被稱為快速環(huán)路，因?yàn)檩敵鲋械娜魏挝_均可立即影響該路徑中的光耦合器電流。外部環(huán)路是通過電阻器分壓器和TL431補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)的返回路徑。這是速度較慢的環(huán)路，因?yàn)樵摥h(huán)路中的補(bǔ)償組件會(huì)影響輸出電壓的響應(yīng)。
圖1：這種常見的TL431電路包含兩個(gè)反饋路徑。
首先，讓我們考慮一下簡(jiǎn)單的積分電路是什么樣子。要實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)，我們只需在自己的電路中將R4設(shè)置成零歐姆。所得的傳遞函數(shù)和增益坐標(biāo)圖(從“輸出電壓”到“反饋”)如圖2所示。有趣的是，我們有一個(gè)DC極點(diǎn)和一個(gè)由R3和C1形成的零點(diǎn)。由于內(nèi)部環(huán)路的存在，零點(diǎn)有些反直觀。頻率高于這個(gè)零點(diǎn)時(shí)，增益只等于兩個(gè)電阻器(R6和R1)的比乘以光電耦合器的電流傳輸比(CTR)。頻率在10kHz以上時(shí)，光電耦合器帶寬會(huì)產(chǎn)生了一個(gè)可限制增益的極點(diǎn)。
圖2：在TL431周圍集成電容器會(huì)產(chǎn)生一個(gè)零點(diǎn)
請(qǐng)注意，無法通過在TL431周圍改變組件值把增益帶出電路。這種限制在具有低輸出電壓的電源中(功率級(jí)增益往往很高)會(huì)成為一個(gè)問題。我們可以改變R6和R1的比來減小增益，但這些電阻通常由光耦合器所需的電流量來決定。如果設(shè)備中增益太大，通過添加與R6并聯(lián)的電容器和電阻器最容易減小增益。這就形成了一個(gè)極點(diǎn) — 零點(diǎn)對(duì)，該極點(diǎn) — 零點(diǎn)的頻率必須設(shè)置得遠(yuǎn)低于整個(gè)環(huán)路的交叉頻率。
現(xiàn)在，當(dāng)我們?cè)O(shè)置R4時(shí)會(huì)發(fā)生什么?所得的增益和傳遞函數(shù)如圖3所示。增益坐標(biāo)圖的總體形狀是不變的，但R4的值可影響零點(diǎn)的位置。此外，頻率高于零點(diǎn)頻率時(shí)，R4還會(huì)影響增益。該增益按(R3 + R4)/R3這一比例增加。這就為我們提供了向環(huán)路添加中頻帶增益的方法(如果需要的話)。
圖3：添加一個(gè)電阻器會(huì)增加中頻帶增益
作為一個(gè)實(shí)際的例子，請(qǐng)考慮一下具有220uF輸出電容器的電流模式12V/12W反激式電路，其中設(shè)備具有最大負(fù)載時(shí)的增益和相位特點(diǎn)(圖4)。該坐標(biāo)圖對(duì)應(yīng)的是從反饋節(jié)點(diǎn)到電源輸出端的傳遞函數(shù)。在這個(gè)系統(tǒng)中，我們所用光耦合器的CTR大約為1，而R1和R6均為1kΩ。因此，用算式CTR*(R6/R1)計(jì)算出的有效增益為0dB，而且在這個(gè)例子中，這些參數(shù)對(duì)補(bǔ)償增益沒有影響。
圖4：待補(bǔ)償?shù)脑O(shè)備
我希望增加中頻帶增益，這樣我們就能穿過頻率接近5kHz的環(huán)路。這可以拓寬我們的帶寬，還能保證交叉頻率遠(yuǎn)低于極點(diǎn)(由光耦合器產(chǎn)生)頻率。我們用10Ω的電阻器作為我們反饋分頻器中的R3。用(R4+R3)/R3這一比值可增加大約16dB的增益，意味著我們應(yīng)該將R4的值大約設(shè)置成50Ω。最后，當(dāng)頻率為60Hz時(shí)我們要選擇C1來設(shè)置零點(diǎn)，以便取消功率級(jí)的極點(diǎn)。使用圖3中的方程，C1大概應(yīng)是0.047uF。所得補(bǔ)償環(huán)路如圖5所示。我們正在穿過頻率為4kHz、相位裕度幾乎為80度的環(huán)路。當(dāng)頻率在20kHz以上時(shí)，您可以看到光耦合器極點(diǎn)在發(fā)揮奇效，開始影響增益和相位。
圖5：被補(bǔ)償?shù)沫h(huán)路
總之，在TL431反饋網(wǎng)絡(luò)中組件值的效果并不明顯。但如果您理解了傳遞函數(shù)背后的基本方程，您就能快速補(bǔ)償隔離式直流穩(wěn)壓電源。通過一些實(shí)踐，它可以變得像補(bǔ)償簡(jiǎn)單降壓電路一樣輕而易舉。
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